摘要：本文中介绍了一种速率为1.25Gbit/s的激光二极管驱动器的设计。为了保持工作中的稳定平均输出功率和恒定消光比，采用了温度补偿电路和自动功率控制电路。介绍了调制主通道的结构和其他功能模块的结构和实现原理，并介绍了部分电路和仿真结果。芯片采用0.35μm BiCMOS工艺实现.实测结果表明在＋3.3V供电电压，1.25Gbit/s速率下，电路输出眼图清晰，可以提供5～85mA调制电流。可以满足光纤通信系统和快速以太网的应用。
关键词：激光驱动器自动温度补偿自动功率控制
在过去的几年里，人民对信息的需求带动电信网，计算机网络的发展。而以太网技术的迅速发展，也给传统光纤通信技术新的发展契机，这就是光以太网。本文设计的1.25Gbps的激光二极管驱动器主要用于吉比特以太网，同时也可以用于SDH STM-1和STM-4传输模式。
在光纤通信系统中，激光驱动器的功能就是完成光调制的过程。主要是处理来自复接器的多路数据信号，并转换成驱动LD发光的电流。在实际应用中，由于激光器的老化和工作环境温度的影响，会带来输出光信号的功率的变化和消光比的改变。这是应该避免的，因此为了保持输出的平均光功率和消光比不变，在芯片中加入自动功率控制(APC)和温度补偿功能是必要的。
1．设计结构及性能要求。
激光驱动器要求较大的差分输入电压范围。同时提供的信号不但需要速度高,还需要较大的调制电流输出摆幅,以推动激光器获得足够的消光比。为了承载大的输出电流,驱动器输出级的晶体管尺寸非常大,其寄生电容对晶体管本身产生强烈的负载效应,限制了电路工作速度的进一步提高。因此在电路设计中应考虑到解决大的调制电流与高工作速度之间的矛盾。
参照参考文献[1],右图为设计的激光驱动器结构图。
本设计主要采用一般常用的直流耦合驱动边发射激光器的模式。复接的输出端输出最高为1.25Gbit/s数据流，以PECL电平形式耦合进入激光驱动器的主放大通道，进行输入信号的放大和电压信号向电流信号的转换，输出调制电流。
为了抑制温度和老化对消光比的影响，本设计采用了温度补偿功能。在具体功能结构上，本模块控制调制模块的尾电流源，使尾电流源电流随着温度变化而改变，从而给调制电流提供一定的温度补偿。
由二极管的温度特性可知，温度上升时激光二极管的阈值电流上升，带来输出光功率的改变。为了维持平均输出光功率的稳定和消光比的恒定，需要采取自动功率控制功能，使温度上升时，偏置电流随之升高，从而减小阈值电流升高给平均输出光功率带来的影响。
2． 具体电路实现
2.1 调制电路主放通道
调制电路主放通道采用三级放大的结构。其结构图如图2所示。
偏置产生电路为第一二级放大器提供偏置电压vref。图中的差分管Q1和Q2对起作为开关使用,从而实现对宽输入信号的限幅功能,限幅输出信号的范围为[VDD-I·R2,VDD]，输出摆幅为I·R2。vref1为差分对提供偏置电压。
限幅后的信号以射极跟随器的形式耦合到第一级放大器，第一级放大器主要是实现对输入限幅信号的放大，并将电压信号转化成电流信号到下一级。第二级放大接收前级信号进行放大并转换成电压信号。第三部分的输出放大部分主要实现的是输入的电压信号到驱动LD发光的电流信号转换以及放大。同时接受温度补偿模块的控制信号Vmod_adj，完成对输出调制电流的温度特性补偿。输出放大级主要由受控尾电流源的电流放大器，输出驱动电流检测以及反馈调节部分。
本设计指标要求输出调制电流最大为85mA，这样大的调制电流必须采用大尺寸的器件。尽管我们采用BiCOMS工艺以BJT管构建输出级在速度上有所改善，但是大尺寸的输出BJT管仍然引入较大的寄生电容，RC冲放回路的延迟时间也会大大增加，严重影响电路的工作速度。所以要求在考虑在功耗允许范围内增大尾电流的强度，从而加快输出驱动BJT的过渡时间，优化输出电流信号的上升时间和下降时间。
2.2 温度补偿电路（ATC）
由于LD是半导体器件，它的特性与二极管类似。在实际使用中，当温度上升时，阈值电流增大，斜效率（Slope efficiency）降低。同时，不同的LD由于制造中的误差，特性也有所差别。为了保持输出平均光功率和消光比不变，在温度上升时要增大偏置电流IBIAS和调制电流IMOD。其中增大IBIAS主要是通过自动功率控制（APC）环路完成。改变IMOD则是通过温度补偿电路实现的。
具体功能结构上，本模块控制调制模块的尾电流源，使其在处于某一起始温度点Tstart下时，电流随着温度的升高有较小幅度的增长，而在高于Tstart时，电流随温度有较大幅度的增长。由此来补偿温度引起的调制电流的降低[2]。
如下图3即为ATC模块的功能框图。Rslope、Rstart和Rmodset为芯片外接电阻，根据实际应用情况调节阻值。
Vrefa和Vrefa1模块为偏置产生模块，主要结构为带隙基准源。Vrefa产生偏置电压vrefa3作tcslope、tcstart和modset模块的MOS管的偏置。vrefa1和vrefa2都具有正的温度系数。
Tcslope模块的主要功能是调节温度补偿电流的补偿力度。模块内部电压跟随器将vrefa2的电压加到电阻Rslope上，产生随温度变化的电流Islope。Islope通过电流镜放大耦合到Tcstart模块中，作为tcstart模块中的比较器的尾电流源。
而Tcstart模块的主要功能是确定温度补偿的起点。模块内，内建带隙通过与外接电阻Rstart产生电压Vstart与vrefa1比较而决定温度补偿的起点。通过选择不同的Rstart，可以调节Vstart，从而根据实际应用情况决定不同的温度补偿起点。Vstart与vrefa1各有一定的温度系数，当温度引起Vstart与vrefa1之间的压差有变化时，模块内的比较器向下一级模块Modset抽取电流。当温度变化很大时，比较器的尾电流Islope变大，导致抽取的电流更大，从而实现大的电流补偿力度。
Modset模块包含一个电压跟随器，使vrefa1的电压加到外接电阻Rmodset上，产生电流Imodset（随温度升高而小幅度增长的电流）。后级电流镜将放大前级抽取电流和Imodset叠加，产生电压信号Vmod_adj，控制调制电路输出级的尾电流源，达到温度补偿的目的
前面的概述中可以看出，本功能模块中大量应用到带隙基准源，尤其是大量应用到了正温度系数的电压源。因此正温度系数的带隙电压源设计在本设计中非常重要。作为模拟集成电路设计中的基本电路之一，带隙的原理在此不再赘述。参照文献[3]，采用如下图4所示结构的带隙电路。
M1和M2尺寸相同，电流镜结构可以保证IeQ1=IeQ2，设为I。两个三极管Q1和Q2的尺寸不同，使流过Q1和Q2的电流密度不同，从而产生带隙基准电压。
在电路中，应用KVL，可以得到
其中n为晶体管Q1与Q2的面积之比(或相同尺寸器件的个数比)，选取合适的R1和R2即可实现正的温度系数，本电路中的vrefa1和vrfa2均采用这种结构的带隙实现。
下图5为带隙电路在－40～85℃温度范围内的仿真图，从图中可以看出，vrefa2为正温度系数的带隙电压。温度系数为4.32×10－4/℃，符合设计要求。
2.3 偏置电流设置及自动功率控制电路
要使激光器连续稳定发光，首先要提供合适的偏置电流来克服激光二级管的阈值电流Ith。在此基础上调制电流驱动激光器无失真地发出带信号的光。为克服不同激光器的阈值电流的差异，本设计的目标是实现4～100mA的较大范围的偏置电流。
温度的变化和长时间工作后的管芯老化会引起激光二极管的阈值电流Ith的升高,为了维持输出功率恒定，必须采用自动功率控制(APC)电路。本设计采用典型的自动功率控制方法，即通过检测背光二极管(PD)产生的光电流(平均值)来实现闭环控制，调整偏置电流IBIAS来保持平均输出光功率稳定。
如图为偏置电流产生和自动功率控制电路的原理简化图[4]。
偏置电流产生电路主体为一带隙结构，以电流镜的形式为激光管提供偏置电流Ibias。同时通过外接电阻RMPCset,背光二极管的监测光电流转化成电压VPD,也就完成了输出功率的电压形式采样.监测电压VPD反馈到偏置电路中，与电路内部的带隙电路的内建阈值VREF进行比较,形成一个带隙比较器的结构。比较结果用于调整激光二极管偏置电流Ibias,从而调整输出平均功率.通过不断的反馈调整,使VPD与内建阈值匹配,从而使PD端的电压保持恒定,也就表明输出光功率恒定.这样，这个带隙比较器就完成了偏置电流的产生和APC调整两个功能。并且平均功率的大小可以通过调整RMPCset来设定.
设η为LD到PD的光功率到光电流的转换系数,当功率稳定时,有VREF/RMPCset,所以，PAVG=VREF/(RMPCset·η)，η由激光二极管管芯和封装决定,VREF为带隙电压保持恒定,则调整RMPCset即可以调整平均输出功率.
图7为全温度范围内，PD端电流的conner仿真图。
从图中可以看出，在全温度范围内，PD端电流近似不变，可以认为在APC电路的作用下偏置电流Ibias随温度变化，使Ibias-Ith保持相对恒定，从而达到了维持LD上的功率恒定的效果。
3．工艺实现及测试结果
传统光通信集成电路的设计工艺大多采用Bipolar，GaAs或者SiGe工艺。随着工艺水平的发展，采用先进的BiCMOS工艺来设计光通信芯片在业界也得到广泛的应用。BiCMOS是把双极型晶体管（BJT）和CMOS器件同时集成在同一块芯片上的工艺技术，它集中了双极型电路具有速度高、电流驱动能力强和模拟精度高等特点，也具有CMOS电路在高集成度和低功耗方面的优势[5]。
完成仿真和工艺选择之后，完成了版图设计。整个版图面积为1610×1660μm2，照片如上图8所示。整个版图设计中，考虑到了芯片工作电流范围较大，因此，设计的电源引脚较多。这样既可以保证足够的过电流能力，也能让各模块能从附近的电源引线，减少整个版图走线复杂程度。整个偏置电路放置在版图的左方，而调制电路放置在版图的右方。中间采用电源线和地线隔开。这样虽然增大了面积，但是能减小模块间的相互干扰。在调制主放通道，由于差分对管大量被采用，因此差分管的对称非常重要，必要时采取四方交叉布局实现高度匹配[6]，减少由于制造过程中的差别引起的器件不匹配。
测试表明，在+3.3V供电电源，1.25Gbit/s速率下，平均工作电流为81mA，调制电流可达到5～85mA，符合设计要求。输出光信号眼图清晰，线条较细，上升时间为约为70ps，下降时间最大为191ps，消光比在13.6dBm左右。
4．结论
采用0.35μm BiCMOS工艺设计并实现了光通信通用的激光二极管驱动芯片，可工作在1.25Gbps速率下。测试结果示，在+3.3V供电，1.25Gbit/s速率下，调制电流范围为5～85mA，可满足光纤通信系统及快速以太网的应用要求。
参考文献
[1]．Gary N.Link. Laser diode driver having automatic power control with smooth enable function .United State Patent,sep,1,1998. NO:5802089.
[2].邹雪城等。 一种LD驱动新品温度补偿电路设计与实现。华中科技大学学报（自然科学版）.2007年2月.
[3]./bandgap.html/bandgap.pdf
[4].Behzad Razavi.光通信集成电路。清华大学出版社影印版，2005.5
[5].朱正涌.半导体集成电路.北京：清华大学出版社，2000
[6].（美）塞因特（Saint，C.），（美）塞因特（Saint，J.）著；周润德，金申美译。集成电路掩模设计：基础版图技术。北京：清华大学出版社，2006.1
作者简介
陈伟，硕士在读，主要从事数字通信的研究。
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